图3-3所示一次为开关管1（**超前桥臂）的驱动波形和电压波形，图中横纵坐标分别为时间和电压值。开通过程：由图可见当开关驱动波形由低电平变为高低前，开关管两端的电压已经为0，故而开关管的开通是零电压开通。关断过程：由于开关并联有谐振电容，在关断开关管时，开关管端电压不会突变，而是随着谐振电容缓慢上升，故而开关管的关断是软关断。图3-4所示为开关管4（**滞后桥臂）的驱动波形和电压波形，图中横纵坐标分别为时间和电压值。同超前桥臂上开关管一样，滞后桥臂上开关管实现了零开通和软关断。在参数调试过程中，滞后桥臂的软开关对参数更加敏感。谐振电容值过大或者谐振电感值过小可能就无法满足滞后桥臂上开关管的零开通。将电流限值在毫安级，此电流经过多匝绕组之后。广州电压传感器发展现状

为移相全桥逆变部分的 Simulink 仿真电路。负载等效至原边用等值电阻代替，仿真主要调节谐振电容和谐振电感的参数，以满足所有开关管的零开通和软关断。依次为开关管驱动波形、桥臂上电压波形和桥臂上电流波形。其中驱动波形中从低到高分别为开关管1、2、3、4的驱动波形（四个驱动的幅值有差别只为了便于分辨，实际驱动效果是相同的）。同一桥臂上两开关管驱动有4μS的死区时间，滞后桥臂相对于超前桥臂的滞后时间为12.5μS。桥臂上是串联的3a电阻和100μH电感，如果不存在移相，则桥臂上的电压应该是*有死区时间是0。由于移相角的存在，电压占空比进一步减小，减小的程度对应是移相角的大小。常州大量程电压传感器单价电压传感器的输入是电压本身，输出可以是模拟电压信号、开关、可听信号、模拟电流电平。

输出滤波电容 C 和输出电压中的交流分量关系很大。由于 C 和负载并联，再加 上容抗的频率特性， 频率较高的电流成分主要通过 C，负载中流过的很少。C 两端的 电压Vc 除直流分量Vo 外,还有交流分量，与输出电压纹波大小对应。为了减小纹波， 加大 C 是有好处的，但过分加大没有必要。Lf是输出滤波电感量，fs是开关频率，Vpp是输入直流电压比较大，脉动值，Vo(min)是输出电压最小值，Vin(max)是输入电压最小值，K是高频变压器变比，VL是输出滤波电感纹波压降，VD是输出整流二极管的通态管压降。代入各个参数值计算可得cf=9.4UF。

在电路的控制环节，设计了硬件控制电路并编写了相应的控制程序。硬件电路基于DSP控制芯片，主要由电源模块、采样及A/D转换模块、DSP控制模块、PWM输出模块、驱动电路模块构成。在程序方面，本文着重对移相脉波产生的方式、PID反馈控制的策略进行了研究，同时也完成了信号采集、模数转换、保护控制等模块的程序编写和调试。然后按照补偿电源的参数要 求，选择了基于 TMS320F2812（DSP）的移相全桥变换电路作为补偿电源的拓扑结 构。讨 论了长脉冲高稳定磁场的研究意义、发展现状和现今的难点，基于存在的问题提出 了对强磁场电源系统的优化， 提出了补偿电源的方案。目前的滤波装置级数低，滤波效果较差，输出端 可以采用LCCL三阶滤波器。

在对磁体做放电实验时，如果**依靠电力电子变换器为磁体提供极大的脉冲式电能则对该电力电子装置的容量要求特别高，这样增加了建设成本。于是本项目以实验室已有的对磁体放电的电源系统为基础，再利用电力电子装置作为补偿系统，将原有电源系统的精度提高到我们需求的水平。目前采用了高压储能电容器电源和脉冲发电机电源作为磁体供电的主要系统。高压储能电容器组通过充电机对其充电储存能量，需要对磁体放电时打开放电开关，电容器组将储存的能量释放给磁体。电容器组放电效率高，结构简单、控制简单、安全性好。有两种方法可以将敏感元件的电阻转换为电压。新能源电压传感器出厂价

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前段整流电路直流输出端并联了大容量储能电容，在上电前，电容器初始电压为零，上电瞬间整流输出端直流电压直接加在储能电容上，电容瞬间相当于短路，形成的瞬时冲击电流可能达到100A以上对电网带来冲击。为了限制上电瞬间大电流的冲击，在整流输出端放置一个固态开关。固态开关由晶闸管和限流电阻并联，其中晶闸管的通断受DSP的控制，在上电瞬间，晶闸管未被驱动导通，充电电流流过限流电阻，给予电容一定的充电时间，当电容两端电压上升后开通晶闸管，相当于将限流电阻短路，由整流电路直接对储能电容充电[29]。这样就限制了上电瞬间充电电流的大小，避免了大电流对电网的冲击。广州电压传感器发展现状